由于開關(guān)電源始終處在打開和關(guān)閉的循環(huán)，這就要求開關(guān)電源中的器件有較高的強(qiáng)度和較短的反應(yīng)時間。
通常來說，開關(guān)電源的工作效率在幾十Khz到上百Khz之間。為了能夠滿足頻繁的開關(guān)模式，開關(guān)電源當(dāng)中的整流管對Trr時間有嚴(yán)格的要求，理論上，不能使用一般的二極管，而是要使用超快恢復(fù)的肖特基二極管。
如果是這樣的話，慢恢復(fù)的二極管就不能使用在開關(guān)電源當(dāng)中了嗎?事實(shí)上，開關(guān)電源中合理的使用慢恢復(fù)二極管將會得到意外的驚喜。下面將以兩個實(shí)例的分析來說明。
下面就和網(wǎng)友分享一下兩個工作中的實(shí)例：
案例一
慢恢復(fù)工頻整流管1N4007用于主控IC供電繞組整流，解決多繞組系統(tǒng)，偏置電壓偏高問題。
使用某IC做5路輸出DVB電源，批量生產(chǎn)過程中，發(fā)現(xiàn)不良率較高，癥狀為電源不工作或打嗝。去到工廠實(shí)測發(fā)現(xiàn)IC的供電電壓偏高，IC過壓保護(hù)機(jī)制觸發(fā)。
大家都知道，多路輸出電源，要做到很好的交叉調(diào)整率是相當(dāng)考驗(yàn)變壓器設(shè)計(jì)功底的，偏置供電繞組電壓偏高再所難免?？蛻粢呀?jīng)批量生產(chǎn)了1W多套電源，重新設(shè)計(jì)變壓器顯然不是很好的解決方案。
整流二極管串聯(lián)的電阻加大其作用也是有限的，畢竟其主要作用在濾除尖峰電壓，而引起IC保護(hù)的是偏置繞組電壓偏高。這個時候慢整流管的魅力就體現(xiàn)出來了。最終的解決方案就是將客戶原方案中的快恢復(fù)二極管HER107換為1N4007，問題得到完美解決。具體見圖1：
圖1
有的人可能會問，慢管用在這里會不會有什么安全隱患，合適嗎?
確實(shí)，開關(guān)電源整流管是不能用慢管的，但是這里確實(shí)合適的。因?yàn)镮C供電電流基本在mA級別，負(fù)載不大，所以用慢管也不會有問題。
案例二6
Flyback中RCD吸收電路使用慢管1N4007，解決主開關(guān)上的漏感尖峰電壓應(yīng)力及EMI輻射問題。
圖2
常見的RCD吸收電路結(jié)構(gòu)如圖2(D1一般用快恢復(fù)二極管)。
如果變壓器設(shè)計(jì)不合理，漏感大的話，開關(guān)管管斷時，漏感電壓較大，振蕩時間較長，導(dǎo)致MOS電壓應(yīng)力比較大，EMI輻射超標(biāo)。
圖3
圖3是D1使用快恢復(fù)二極管UF4007的實(shí)測波形。
黃線為RCD中C1的波形，粉色為開關(guān)管漏極波形，藍(lán)色為R1的電壓波形。顯然漏極振蕩時間較久，峰值較高。如果把D1換為工頻整流管1N4007會怎樣呢?
下面便是1N4007的表現(xiàn)：
圖4
很明顯，漏極振蕩被完美抑制，峰值也大大減小，從而減低MOS的電壓應(yīng)力，以及大大改善EMI。
細(xì)心的朋友會發(fā)現(xiàn)，R1的電壓峰值變大。這是為什么呢?因?yàn)?N4007反向恢復(fù)時間較長，所以C1的電會回流造成的。
有文獻(xiàn)指出真是這能量回流，減低R2的損耗，會提高電源的效率，但是經(jīng)過實(shí)測并未發(fā)現(xiàn)效率上有改善，所以這里持保留意見。
不夠能量回流倒是實(shí)實(shí)在在存在的，理論分析和實(shí)測結(jié)果都已顯示。也正是這個原因，會導(dǎo)致1N4007發(fā)熱量會比較大，所以此方案適用于小功率Flyback，大功率不建議使用。
如果設(shè)計(jì)中，遇到MOS電壓應(yīng)力比較大并且EMI總超標(biāo)，不妨試試此方案。
雖然在日常的開關(guān)電源設(shè)計(jì)當(dāng)中，并不推薦使用反應(yīng)較慢的二極管，但這并不意味著它在設(shè)計(jì)中毫無用處。這類二極管反而能夠解決一些比較棘手的問題。所以在學(xué)習(xí)和設(shè)計(jì)中遇到問題時，不如換一種方式來思考，也許問題就迎刃而解了
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